Vor einigen Jahren habe ich schnelle, aktive und differentielle Tastköpfe entwickelt, die auch in Elektor veröffentlich wurden. Sie waren mit einer Bandbreite von 1,9 GHz wirklich schnell, doch mit nur 5 kΩ Eingangsimpedanz für einige Zwecke ungeeignet. Die hier vorgestellte Alternative ist nicht ganz so schnell, aber mit 500 kΩ single ended und 1 MΩ differentiell für fast alle Anwendungen hochohmig genug.
Von Stefan Marenbach und Alfred Rosenkränzer (Deutschland)

Die schnelleren Vorgänger [1, 2] wurden speziell für Messungen von schnellen differentiellen Signalen wie LVDS, HDMI, USB etc. entwickelt. Ihre niedrige Eingangsimpedanz lässt Wünsche offen, denn damit kann man nicht in allen Schaltungen rückwirkungsarm messen. Von daher ist es nicht verwunderlich, dass Stefan Marenbach, ein Elektor-Leser an mich mit der Idee herantrat, eine hochohmigere Variante zu entwickeln, selbst wenn dies auf Kosten der Bandbreite gehen würde. Und hier ist das Resultat: Ein mit 200 MHz (-3dB) immer noch schneller Tastkopf, dessen Eingangsimpedanz mit 500 kΩ bez. 1 MΩ im Bereich des für Oszilloskope Üblichen liegt.

Dieser neue Tastkopf passt sehr gut zu bezahlbaren Oszilloskopen mit bis zu 200 MHz, wie sie gerade im Maker-Bereich häufiger anzutreffen sind. Er bietet mit nur 2 pF eine besonders niedrige Eingangskapazität, sodass damit gemessene HF-Signale kaum kapazitiv belastet werden. Sein Eingangsspannungsbereich ist mit ±24 V praxisgerecht und sein Eigenrauschen ist ausgesprochen niedrig. Bei diesem Projekt lohnt sich überdies der Selbstbau, denn fertige Lösungen mit gleichwertigen Eigenschaften sind immer noch sehr teuer.

Wie in der Schaltung von Bild 1 zu sehen, ist das zentrale Bauelement der schnelle Differenzverstärker AD8130. Er wird über zwei kleine Spannungsregler-ICs (IC2 und IC3) symmetrisch mit ±9 V versorgt, denn u.A. beeinflusst seine Betriebsspannung die Bandbreite.

Die differentielle Eingangsschaltung links besteht aus zwei kompensierten Spannungsteiler im Verhältnis 10:1. Mit P1 wird die unvermeidliche Toleranz der Widerstände ausgeglichen, denn nur mit entsprechendem Abgleich wird eine gute Gleichtaktunterdrückung (CMRR) erreicht. Die beiden Trimmkondensatoren C3 und C4 dienen zur Frequenzkompensation und ermöglichen eine hinreichende Gleichtaktunterdrückung bei hohen Frequenzen. C1 und C2 bilden eine definierte Eingangskapazität (parallel zu R1 und R2). Ihre Kapazität addiert sich zu der der Löt-Pads an den Signaleingängen. Der Abgleich entspricht weitgehend dem Vorgehen bei ganz normalen, passiven Tastköpfen und wird später beschrieben.

Die Verstärkung des AD8130 wird durch die beiden Widerstände R9 und R10 definiert. R9 ist hier nicht bestückt, und deshalb liegt die Verstärkung hier bei eins. R10 beeinflusst den Frequenzgang. Mit einem Wert von 180 Ω ist er maximal flach. Höhere Werte sorgen für eine Signalverstärkung bei höheren Frequenzen und umgekehrt. Da der AD8130 ein konstantes Verstärkungs-Bandbreiten-Produkt aufweist, sinkt die Bandbreite mit steigender Verstärkung.

Die maximale Eingangsdifferenzspannung des AD8130 beträgt laut Datenblatt [3] ±2,4 V. Grö0ßere Spannungen führen zur Signalbegrenzung. Der maximale Ausgangsstrom an 50 Ω beträgt 40 mA. Ausgangsseitig ist bei 50 Ohm-Abschluss der maximale Strom von 40 mA. Mit P2 wird der Offset des Verstärkers eingestellt.

Bild 2 zeigt das Layout. Die zugehörigen Dateien findet man unter [4]. Man erkennt, dass es besonders im linken Teil dicht gedrängt zugeht. Die Platine passt aber dennoch in das schon von den anderen Tastköpfen bekannte Gehäuse. An den Pads für „Out“ wird direkt ein 50-Ω-Koaxial-Kabel angelötet. Bei schnellen Signalen sollte der Oszilloskop-Eingang mit 50 Ω abgeschlossen sein. Die Abschwächung des Tastkopfes beträgt bei Abschluss mit 50 Ω 20:1 – bei hochohmigem Eingang hingegen 10:1. In Bild 3 ist die fertig bestückte Platine im geöffneten Gehäuse zu sehen.

Beim Einlöten der Trimmer-Kondensatoren und Potis muss man sehr sorgfältig arbeiten. Ihre Kontakte sollte man vor dem Bestücken verzinnen.

Zunächst werden beide Eingänge mit Masse kurzgeschlossen und der Ausgang des Tastkopfes mit dem Eingang eines Oszilloskops verbunden. Als ersten Schritt stellt man mit P2 den Offset auf genau 0 V ein.

Im zweiten Schritt werden beide Eingänge parallel (gegen Masse) und mit einem symmetrischen Rechtecksignal und gleichspannungsfreien Rechtecksignal eines Funktionsgenerators verbunden. Mit P1 stellt man eine gerade Linie ein. Bild 4 zeigt das Ausgangssignal bei falschem Abgleich. Die Peaks sind hier zu ignorieren, denn es interessiert nur, dass keine Rechteckwelle mehr sichtbar sind.

Nun zur Frequenzkompensation: Hierzu wird nur jeweils ein Eingang mit dem Rechtecksignal verbunden und der andere auf Masse gelegt. Mit dem Trimmkondensator des aktiven Eingangs wird auf bestmögliches Rechtecksignal – ohne Peaks – eingestellt, genau wie bei einem passiven Tastkopf. Bild 5 zeigt das Rechtecksignal vor dem Abgleich (oben) und mit korrekter Kompensation (unten). Beim anderen Eingang wiederholt man dieses Vorgehen. 

Zu guter Letzt werden analog zu Schritt zwei beide Eingänge mit einem DC-freien und symmetrischen, nun aber sinusförmigen 1-MHz-Signal eines Funktionsgenerators verbunden. C3 und C4 werden nun nacheinander nur minimal soweit verstellt, dass die Amplitude des sichtbaren Signals ein Minimum erreicht. Danach ist ggf. der Abgleich der Frequenzkompensation noch einmal zu überprüfen.

Außerdem
Bei einer Versorgungsspannung von +-9 V beträgt Gleichtaktbereich der Eingänge von IC1 etwa ±7 V. Durch den 10:1-Spannungsteiler am Eingang ergibt sich daher ein nutzbarer Gleichtaktbereich von ±70 V, was für die meisten Anwendungen ausreichend sein sollte. Natürlich ist darauf zu achten, dass sowohl die Eingangswiderstände R1 und R2, aber insbesondere die Eingangskondensatoren C1 und C2 über eine ausreichend hohe Spannungsfestigkeit verfügen.

Bild 7 zeigt die Frequenzgänge beider Eingänge single ended, die nacheinander mit einem Spektrumanalyser mit Trackinggenerator aufgenommen wurden.